Control and protection system for an output of automation equipment

La présente invention se rapporte à un système de commande et de protection électronique d'une voie de sortie d'un équipement d'automatisme, tel qu'un automate programmable industriel (ou PLC Programmable Logical Controller), en particulier une voie de sortie statique susceptible de piloter une charge électrique en fonction d'un signal numérique de commande issu de l'équipement d'automatisme.

Un automate programmable est un équipement d'automatisme capable de piloter, commander et/ou surveiller un ou plusieurs process, notamment dans le domaine des automatismes industriels, du bâtiment ou de la distribution électrique. Il comporte généralement une unité centrale et un certain de nombre de voies d'entrées et de voies de sorties. Lorsque l'automate programmable est de construction modulaire, ces entrées/sorties peuvent être groupées sur des modules d'entrées/ sorties comportant chacun par exemple 8, 16 ou 32 voies.

Les entrées permettent de recevoir des informations notamment en provenance de capteurs relatifs au process. L'unité centrale scrute d'abord les entrées, puis exécute un programme application (ou programme utilisateur) dans le but de piloter les sorties, lesquelles peuvent commander une charge électrique de type pré-actionneur, tel qu'une bobine d'excitation d'un appareil de commutation électromagnétique ou autres.

Les sorties statiques sont protégées contre les surcharges et les courts circuits par un système de protection électronique qui permet la disjonction de la sortie en cas de défaut. Généralement, la valeur du courant de disjonction est dimensionnée pour se déclencher à partir d'environ 1,25 fois la valeur du courant maximum spécifié, c'est-à-dire 125mA pour les sorties de courant nominal 100mA et 625mA pour les sorties 500mA.

Or, cette valeur de courant de disjonction peut s'avérer pénalisante dans certains cas, en particulier pour des voies de sorties commandant des pré-actionneurs de type charge capacitive ou lampe à filament. En effet, il est connu que dans le cas d'une lampe à filament par exemple, la résistance de la lampe varie beaucoup en fonction de la température du filament, ce qui entraîne une forte variation du courant qui traverse la lampe en fonction de la température du filament. Lorsque la température du filament est basse, par exemple à température ambiante au moment de l'allumage, la résistance du filament est faible et le courant qui traverse la lampe est donc très élevé. La température du filament augmente ensuite rapidement et se stabilise, ce qui augmente rapidement sa résistance et ce qui diminue donc le courant.

Ainsi, on considère que la valeur initiale du courant de pointe susceptible de traverser la lampe pendant cette phase de démarrage peut ainsi atteindre cinq fois le courant nominal (par exemple 500 mA pour une sortie 24Vdc de courant nominal 100mA) et que le courant circulant dans la lampe ne se stabilise à sa valeur nominale qu'après environ 10ms. Un tel comportement peut aussi se rencontrer au démarrage pour des charges capacitives. Il est alors évident qu'un système classique de protection d'une voie de sortie déclenchera alors sur disjonction.

L'invention a donc pour but d'éviter une disjonction intempestive d'une voie de sortie statique à transistor pendant cette phase de démarrage et de stabilisation du courant, tout en garantissant son immunité à la puissance engendrée par l'augmentation du courant qui la traverse et donc sa dégradation, voire sa destruction.

L'invention a également pour but de limiter le courant de pointe durant le temps de stabilisation, de façon à éviter ainsi la nécessité de sur-dimensionner de l'organe de commutation statique de la sortie (tel qu'un transistor) pour pouvoir absorber le courant de pointe initial au démarrage.

Pour cela, l'invention décrit un système de commande et de protection électronique d'une voie de sortie d'un équipement d'automatisme, la voie de sortie étant susceptible de piloter une charge électrique en fonction d'un signal de commande issu de l'équipement d'automatisme. Le système comporte : i) un dispositif de commutation de la charge électrique comprenant un transistor MOS de commutation dont la source est reliée à une borne de tension positive au travers d'une résistance et dont le drain est relié à la charge, le transistor de commutation étant commutable entre un état passant dans lequel la charge est reliée à ladite résistance et un état bloqué, ii) un dispositif de limitation limitant la tension aux bornes de ladite résistance à une valeur maximale prédéterminée, iii) un dispositif de disjonction de la voie de sortie capable de commuter le transistor de commutation à l'état bloqué lorsque le courant traversant ladite résistance dépasse un seuil prédéterminé pendant une durée prédéterminée.

Selon une caractéristique, le dispositif de limitation comporte un transistor bipolaire dont l'émetteur est relié à la source du transistor de commutation et dont le collecteur est utilisé pour commander la grille du transistor de commutation, et comporte un élément de chute de tension relié entre la borne de tension positive et la base dudit transistor bipolaire, la chute de tension aux bornes de l'élément étant sensiblement égale à la somme de la tension base-émetteur dudit transistor bipolaire et de la valeur maximale prédéterminée aux bornes de ladite résistance.

Selon une autre caractéristique, le dispositif de disjonction comprend un module comparateur entre la tension base-émetteur dudit transistor bipolaire et une tension de référence, la sortie du module comparateur étant reliée à un module temporisateur, dont la sortie est reliée à la grille d'un transistor MOS de disjonction.

L'invention concerne également un équipement d'automatisme comprenant une unité centrale et au moins une voie de sortie, l'unité centrale étant susceptible de générer un signal de commande durant l'exécution d'un programme de commande et/ou de surveillance pour commuter ladite voie de sortie, l'équipement d'automatisme comportant un tel système de commande et de protection électronique de ladite voie de sortie.

D'autres caractéristiques et avantages vont apparaître dans la description détaillée qui suit en se référant à un mode de réalisation donné à titre d'exemple et représenté par les dessins annexés sur lesquels :

• la figure 1 représente un exemple de schéma d'un système de commande et de protection électronique d'une voie de sortie conforme à l'invention.

En référence à la figure 1, une charge électrique extérieure C est susceptible d'être commandée à partir d'un signal numérique de commande S d'une voie de sortie d'un équipement d'automatisme tel qu'un automate programmable. Le signal de commande S est généré par l'unité centrale de l'automate programmable suite par exemple à l'exécution d'un programme application. De façon classique, lorsque le signal de commande S vaut 1, alors la charge électrique C est connectée entre une borne P de tension positive, telle qu'une tension 24 Vdc, et la masse (ou point 0 de cette tension) ce qui fait que la charge C est alimentée. Inversement, lorsque le signal de commande S vaut 0, la charge électrique C n'est plus connectée à la borne de tension positive P et n'est donc plus alimentée. Un système de commande et de protection électronique est destiné à commander le circuit électronique de sortie et à le protéger contre un défaut de surcharge et/ou de court-circuit de la charge C.

Le système de commande et de protection électronique comporte un dispositif de commutation statique 10 permettant de commander la charge électrique C, un dispositif de limitation 20 permettant de limiter le courant circulant dans le dispositif de commutation statique 10 et un dispositif de disjonction 30 permettant en cas de défaut de couper la commande du dispositif de commutation statique 10.

Le dispositif de commutation 10 comporte un transistor de commutation T5 de type MOS canal P dont le drain est connecté à la charge C et dont la source est connectée à la borne de tension positive P via une résistance de charge R5.

Le dispositif de limitation 20 limite la tension aux bornes de la résistance de charge R5 à une valeur maximale prédéterminée, de façon à limiter le courant maximum traversant la résistance R5 et donc le courant traversant le transistor de commutation T5. Il comporte un transistor T3 de type bipolaire PNP, un transistor T4 de type bipolaire NPN et un élément E de chute de tension. L'émetteur du transistor T3 est relié à la source du transistor T5. Le collecteur du transistor T3 est relié à la base du transistor T4 via une résistance R3. Le collecteur du transistor T4 est relié à la borne positive P via une résistance R4 ainsi qu'à la grille du transistor T5. L'émetteur du transistor T4 est relié à une borne de tension négative N du circuit électronique (par exemple 19 Vdc de façon à obtenir 5 Vdc entre les bornes P et N).

La base du transistor T3 forme le point M qui est relié à la source de tension positive P via l'élément E de chute de tension. Dans le mode de réalisation de la figure 1, l'élément E est composé de deux diodes D1 et D2 reliées en série entre le point M et la borne positive P. Les cathodes des diodes D1 et D2 sont dirigées vers le point M et les anodes vers la borne positive P.

Le dispositif de disjonction 30 comporte un transistor de disjonction T2 de type MOS canal P dont le drain est relié au point M et dont la source est reliée à la borne positive P. Le dispositif de disjonction 30 comporte également un module comparateur 31 et un module temporisateur 32. Le module comparateur 31 possède une première entrée reliée au point M via une résistance R6 et une seconde entrée recevant une tension de référence Vref. La sortie du module comparateur 31 est reliée à l'entrée du module temporisateur 32 et la sortie du module temporisateur 32 est reliée à la grille du transistor T2.

Par ailleurs, le système de commande et de protection comprend également un dispositif de commande 40 comportant un transistor T1 de type MOS canal N. La grille du transistor T1 est reliée au signal de commande S. La source du transistor T1 est reliée à la borne négative N du circuit électronique. Le drain du transistor T1 est relié au point M via une résistance R2 ainsi qu'à la borne positive P via une résistance R1. La valeur de la résistance R2 est très élevée pour que le courant de chute de R2 soit négligeable.

Le fonctionnement normal du système est le suivant :

• Au départ, le signal de commande S est égal à 0, donc le transistor T1 est à l'état bloqué (ouvert). La base du transistor T3 est alors reliée à la borne positive P via R1 et R2. Donc le transistor T3 est bloqué et le transistor T4 est également bloqué. Comme la grille du transistor de commutation T5 est alors reliée à la borne positive P via R4, cela entraîne que le transistor de commutation T5 est à l'état bloqué et la charge électrique C n'est pas alimentée : la sortie n'est pas commandée.
• Quand le signal de commande S passe à 1, le transistor T1 devient passant (fermé). La base du transistor T3 se retrouve alors reliée à la borne négative N via la résistance R2. Malgré le fait que la valeur de R2 soit très élevée, le transistor T3 devient passant. La base du transistor T4 se retrouve donc reliée à la borne positive P via les résistances R3 et R5 et T4 va être passant. Comme la grille du transistor de commutation T5 est alors reliée à la borne négative N, cela entraîne que le transistor de commutation T5 est à l'état passant, la charge électrique C est reliée à la borne positive P via la résistance R5 et est donc alimentée : la sortie est commandée.

La chute de tension V_E aux bornes de l'élément E est égale à : V_E = V_BET3 + V_R5, dans lequel V_BET3 représente la tension Base-Emetteur du transistor T3 et V_R5 représente la tension aux bornes de la résistance R5. Quand le transistor T3 est passant et saturé, c'est-à-dire quand la sortie est commandée, la chute de tension V_BET3 entre Base et Emetteur est fixe et égale à environ 0,6 V.

Selon l'invention, l'élément de chute de tension E est choisi pour fournir une chute de tension V_E déterminée afin de pouvoir limiter dans tous les cas la tension V_R5 à la valeur V_R5max. Dans le mode de réalisation présenté, l'élément E est composé des deux diodes D1 et D2 qui fournissent chacune une chute de tension V_D1 et V_D2 constante égale à environ 0,6 V, ce qui correspond à une valeur usuelle pour ce genre de composant. On obtient donc une limitation de la valeur de la tension V_R5 : VR⁢5⁢max=VE-VBET⁢3=VD⁢1+VD⁢2-VBET⁢3=VD⁢1=0,6V

Le courant maximal circulant dans la résistance R5 est égal à : I_R5max = V_R5max / R5 = V_D1 / R5. Comme V_D1 et R5 sont déterminés, on peut ainsi pendant un certain temps limiter le courant I_R5 traversant R5 et donc le courant traversant le transistor de commutation T5, même en cas de court-circuit. Le transistor T5 n'a ainsi pas besoin d'être dimensionné de façon trop importante, ce qui constitue un gros avantage en terme de dissipation thermique et d'implantation de la voie de sortie dans un module d'entrées/sorties de l'automate programmable, pour pouvoir installer par exemple 32 voies de sortie sur un seul module, chaque voie étant équipé d'un système de commande et de protection électronique conforme à l'invention.

En effet, lorsque la charge C est en court-circuit, alors la tension V_DST5 entre la source et le drain du transistor T5 est sensiblement égale à : V_DST5 = 24 - V_R5max, dans le cas où la tension positive est 24 Vdc. Le transistor T5 doit alors juste être capable de supporter la puissance P_max suivante pendant la durée de la temporisation, à savoir : P_max = V_DST5 * I_R5max, c'est-à-dire : Pmax = (24 - V_R5max) *V_D1 / R5.

A titre d'exemple, pour des sorties 24 Vdc à courant nominal égal à 100 mA, on peut choisir une résistance R5 égale à 2,2 Ohms (2R2), ce qui donne un courant I_R5max égal à 270 mA. Pour des sorties 500 mA, la résistance R5 peut être égale à 0,4 Ohms.

Lorsque la sortie fonctionne normalement et n'est pas en court-circuit, le point M (qui correspond à la base du transistor T3) est au potentiel suivant V_M1 = 24 - V_BET3 - V_R5, dans lequel V_R5 a une valeur faible, car le courant consommé par la sortie est le courant nominal. Par contre, lorsque la sortie est en court-circuit, le point M est alors au potentiel suivant V_M2 = 24 - V_BET3 - V_R5max, avec V_R5max = V_D1 = 0,6 V.

Le point M est connecté à la première entrée du module comparateur 31, via une résistance R6. Il n'est pas utile de prendre en compte la résistance R6 car la valeur de cette résistance R6 est très faible et l'impédance d'entrée du comparateur 31 est très grande. Une tension de référence V_ref est appliquée sur la seconde entrée du comparateur 31. Cette tension de référence V_ref est choisie entre les valeurs V_M1 et V_M2, de façon à ce que le module comparateur 31 puisse détecter un court-circuit de la sortie. Ainsi, en fonctionnement normal, la valeur V_M1 est inférieure à la tension de référence V_ref et la sortie du comparateur vaut zéro. En cas de court-circuit, la valeur V_M2 devient supérieure à V_ref et la sortie du comparateur vaut 1. Pour augmenter la précision du seuil de disjonction et la rendre indépendante de la température, la tension de référence V_ref est de préférence réalisée à l'aide d'une tension Base-Emetteur d'un autre transistor bipolaire appairé au transistor T3.

La sortie du module comparateur 31 enclenche alors le module temporisateur 32, dont la durée est prédéterminée pour être capable de laisser passer les court-circuits temporaires pouvant survenir au démarrage de certaines sorties, par exemple de l'ordre de 10 ms. Si le court-circuit est toujours présent en fin de temporisation, alors le module temporisateur 32 bascule et la grille du transistor T2 est commandée, ce qui a pour effet de relier directement le point M avec la borne positive P. La base de T3 est alors reliée à la borne positive P ce qui a pour effet de bloquer le transistor T3 et donc de passer le transistor T5 à l'état bloqué. La sortie n'est plus commandée.

Ainsi, en cas de surcharge ou de court-circuit, le système de commande et de protection est capable de couper la sortie au bout de la durée prédéterminée dans le module temporisateur 32, en cas de dépassement de la tension aux bornes de la résistance de charge R5 au-delà d'un seuil prédéterminé par la tension de référence V_ref. De plus, pendant cette durée prédéterminée, le système est capable de limiter le courant traversant le transistor de commutation T5 et la résistance de charge R5 à un courant maximal I_R5max calculé à partir de la chute de tension de l'élément E.

On pourrait trouver d'autres solutions équivalentes pour réaliser l'élément de chute de tension E. Par exemple, il est possible de remplacer une ou chaque diode D1 et/ou D2 de l'élément E par un transistor bipolaire PNP du même type que T3 et appairé à T3, dont la chute de tension est similaire à celle d'une diode. Ce transistor bipolaire serait alors connecté de la façon suivante : Emetteur du transistor à la place de l'Anode de la diode, et Collecteur + Base à la place de la Cathode de la diode. On pourrait aussi remplacer l'ensemble des 2 diodes par un montage Darlington ou même par une seule diode Zéner de chute égale à environ 1,3 V, bien que la chute de tension fournie par une Zéner soit moins précise.

Par ailleurs, les dérives en température des chutes de tension des diodes et des tensions Base-Emetteur des transistors bipolaires sont équivalentes. Donc, cela garantit avantageusement que le système continue à fonctionner de la même façon même en cas d'élévation de la température (par exemple 80°C).

Il est bien entendu que l'on peut, sans sortir du cadre de l'invention, imaginer d'autres variantes et perfectionnements de détail et de même envisager l'emploi de moyens équivalents.